MOSFET 드라이버를 사용하고 있습니다 ( TC4427A ), 약 30ns에서 1nF 게이트 커패시턴스를 충전 할 수 있습니다.
내가 사용중인 이중 N-ch MOSFET (Si4946EY)의 게이트 충전은 펫당 30nC (최대)입니다. 주사위의 두 개가 동일하기 때문에 지금은 하나만 고려하고 있습니다. 게이트를 5V로 구동하고 있습니다. (논리 레벨 fet입니다.)
이것은 Q = CV를 적용하여 커패시턴스를 계산할 수 있음을 의미합니까? C = 30nC / 5V = 6nF. 따라서 드라이버는 약 180ns 안에 게이트를 완전히 켤 수 있습니다.
내 로직이 맞습니까?
MOSFET의 게이트 저항은 최대로 지정됩니다. 3.6 옴의. 이것이 위의 계산에 영향을 미칩니 까? 드라이버의 저항은 9ohm입니다.
게이트가 충전되지 않고 방전 될 때 큰 차이가 있습니까? (페트 끄기)
부수 질문으로 180ns 동안 페트가 완전히 켜지지 않았습니다. 따라서 Rds (not-quite-ON)는 상당히 높습니다. 이 기간 동안 발생하는 전력 손실을 어떻게 계산할 수 있습니까?
설명
- 전환 시간이 지연 및 드라이버 칩의 스위칭 시간. 켜짐과 꺼짐 사이에는 거의 차이가 없으며 드라이버 칩의 출력 단계는 토템 폴 드라이버입니다. 다이오드로 끄기 시간을 단축 할 수 있습니다. 30-40ns는 매우 짧은 시간입니다. 🙂 전력 손실이 염려된다면 얼마나 자주 전환 할 것인지 파악해야합니다.
- @morten : OP는 운전에 대해 이야기합니다. FET-다이오드 속도 향상이 BJT 운전에만 적용된다고 생각 했습니까?
- 바운티는 내 모든 질문에 답하는 첫 번째 답변에 수여 될 것입니다-켜짐 시간, 게이트의 효과 & 드라이버 저항, 방전 / 충전 대칭 및 Rds (아주 켜져 있지 않음)
답변
엔돌리스처럼 매개 변수에 대한 조건을 확인해야한다고 말합니다. 30nC는 \ $ V_ {GS} \ $ = 10V의 최대 값입니다. 데이터 시트 3 페이지의 그래프에는 일반적으로 10nC @ 5V, C = \ $ \ frac {10nC} {5V} \ $ = 2nF가 표시됩니다. 3 페이지의 또 다른 그래프는 \ $ C_ {ISS} \ $에 대해 1nF의 값을 제공합니다. 불일치는 커패시턴스가 “일정하지 않기 때문입니다 (이것이 충전 값을 제공하는 이유입니다).
게이트 저항은 실제로 영향을 미칠 것입니다. 게이트의 시간 상수는 9 \ $ \ Omega \ times \ $ 2nF = 18ns 대신 (9 \ $ \ Omega \ $ + 3.6 \ $ \ Omega \ $) \ $ \ times \ $ 2nF = 25ns가됩니다.
이론적으로는 스위치를 끌 때 더 높은 온도에서 시작하기 때문에 켜기와 끄기 사이에 약간의 차이가있을 것입니다. 그러나 켜기와 끄기 사이의 시간이 짧다면 (여기에서 많은 여유가 있습니다. 약 수십 초) 온도는 일정하며 특성은 다소 대칭 적입니다.
부차 질문에 대해. 전류는 \ $ V_ {에 따라 달라지기 때문에 일반적으로 데이터 시트에 제공되지 않습니다. GS} \ $, \ $ V_ {DS} \ $ 및 온도, 4 차원 그래프는 2 차원에서 잘 작동하지 않습니다. 유일한 해결책은 측정하는 것입니다. 한 가지 방법은 \ $ I_D \ $ 및 \를 기록하는 것입니다. $ V_ {DS} \ $ 그래프를 끄고 켜고, 둘 다 곱하고 적분합니다.이 전환은 일반적으로 빠르게 발생하므로 “아마 몇 점만 측정 할 수 있지만 좋은 근사치를 제공합니다. 더 느리게 전환하면 더 많은 포인트가 생성되지만 온도가 다르므로 결과가 덜 정확합니다.
답변
MOSFET 스위칭에 대한 이 Fairchild 앱 참고 참조 , 이 Infineon 공로상 참고 사항 , 이 IR 참고 사항 및 본인의 경험 :
\ $ Q_g \ $는 총 게이트 요금을 정량화하며, 이는 일부 집중 요소로 구성됩니다.
- \ $ Q_ {gs} \ $ (게이트-투 -source)
- \ $ Q_ {gd} \ $ (gate-to-drain)
MOSFET를 켤 때 소비되는 전력의 양을 계산할 때, Q = CV 관계를 사용하여 효과적인 게이트 커패시턴스를 파악할 수 있습니다. 제조업체는 종종이 수치를 \ $ C_ {iss} \ $로 게시합니다.
IR 메모는 스위칭 손실을 아주 잘 요약합니다. \ $ Q_ {gs} \ $ 간격 동안 MOSFET은 전도를 시작합니다 (\ $ I_D \ $가 증가하고 \ $ V_ {DS} \ $가 높게 유지됨). \ $ Q_ {gd} \ $ 간격 동안 MOSFET이 포화됩니다 (\ $ V_ {DS} \ $ 하락). 손실을 확인하는 가장 좋은 방법은 이전에 제안한대로 \ $ V_ {DS} \ $ 및 \ $ I_D \ $를 측정하는 것입니다. 이 EETimes 기사 는 다양한 조건에서 스위칭 손실을 수학적으로 계산하는 방법을 설명합니다. 여기에서는 자세히 설명하지 않습니다.
MOSFET 게이트 저항은 충전 전류를 결정하는 데 필요한 외부 저항과 함께 추가됩니다. 귀하의 경우에는 “5V로만 충전하기 때문에 드라이버의 현재 기능을 최대한 활용하지 못할 것입니다.
게이트 방전은 임계 값이 동일하게 유지되는 한 게이트를 충전하는 것과 상대적으로 동일합니다. 턴온 스레 솔드가 4V이고 5V로 충전하면 턴 오프를 위해 1V 만 방전하기 때문에 턴온 시간과 턴 오프 시간에 약간의 비대칭이있을 것이라고 상상할 수 있습니다. 4V와 비교하여 턴온.
이전 설명에 따르면 턴온 및 턴 오프 충전 전류를 조정하기 위해 MOSFET 구동 회로에서 저항 및 다이오드 네트워크를 보는 것은 매우 일반적입니다.
답변
데이터 시트의 사양은 V GS = 10V이므로 아니요. C = 30 nC / 10 V = 3 nF입니다. 그러나 이것은 절대적인 최대 값입니다.
단일 정전 용량 값 대신 정전 용량을 3 페이지의 그래프로 지정합니다. c <의 의미 sub> iss c rss 및 c oss 는 이 문서 그림 5에 나와 있습니다. 차트에 따르면 약 900pF 인 c iss 에 대해 가장 관심이있는 것 같습니다.
댓글
- – 1 Ciss, Crss, Coss를 사용하여 게이트 CAPA 결정 따라서 스위칭 손실을 결정하는 citance는 올바르지 않습니다. Ciss, Crss, Coss는 작은 신호 입력 / 출력 커패시턴스입니다.
- @Naib : 큰 신호 커패시턴스는 어떻게 다르며 사양을 어디에서 찾을 수 있습니까?
- Ciss, Crss, Coss는 약 1MHz에서 Vgs = 0V로 수행됩니다. Qgate 및 따라서 Cgate는 IGBT 또는 MOSFET 입력 커패시턴스 수치에서 계산되어서는 안되며, 이는 원점 주변의 게이트 충전 곡선의 대략 1 차에 불과합니다. 스위칭 장치의 게이트 전하 곡선은 매우 비선형 적입니다 (그림 5). 그 평탄한 기간은 miller plateu이며 inf 커패시터로 나타납니다. 충전 커지의 첫 번째 선형 섹션은 게이트 소스를 충전하는 것입니다. 평탄한 기간은 밀러 커패시터 (게이트 드레인)에 대응합니다.
- @JonRB 다음 추정값을 얻기 위해 무엇을 사용할까요? 입력 커패시턴스? Ciss는 0부터 고원 전압에 도달하기 직전까지 Vgs에 대한 유효한 추정치 인 것 같습니다. 그리고 게이트 요금을 사용하여 훨씬 더 가까운 근사치를 얻을 수 있다면 왜 Ciss가 주어 집니까?
답변
켜고 끌 때 전력 손실
트랜지스터가 이러한 전환 중에 더 뜨거워지면 트랜지스터의 내부 전압, 전류 및 커패시턴스와 관련이 있습니다.
실제로 스위치를 충분히 빠르게 켜거나 끄는 한 스위치의 내부 세부 정보는 다음과 같습니다. 관련이 없습니다. 스위치를 회로에서 완전히 빼 내면 회로의 다른 요소는 필연적으로 스위치가 켜고 끄는 두 노드 사이에 기생 커패시턴스 C를 갖게됩니다. 스위치가 꺼진 상태에서 어떤 종류의 스위치를 해당 회로에 삽입하면 정전 용량이 V 전압까지 충전되어 CV ^ 2 / 2 와트의 에너지를 저장합니다.
어떤 스위치를 사용하든 상관 없습니다. 즉, 스위치를 켜면 모든 CV ^ 2 / 2 와트의 에너지가 해당 스위치에서 소멸됩니다. (정말 느리게 전환되면 해당 스위치에서 더 많은 에너지가 소모됩니다.)
Mosfet 스위치에서 소모되는 에너지를 계산하려면 연결된 총 외부 커패시턴스 C를 찾습니다 (아마 대부분 기생 ) 및 스위치가 켜지 기 직전에 스위치의 단자가 충전되는 전압 V. 모든 종류의 스위치에서 소산되는 에너지는
- E_turn_on = CV / 2
각 전원을 켤 때입니다.
에너지 게이트를 구동하는 저항에서 소멸되는 FET는
- E_gate = Q_g V
여기서
- V = 게이트 전압 스윙 (설명에 따르면 5V)
- Q_g = 트랜지스터를 켜거나 끄기 위해 게이트 핀을 통해 밀어 넣는 전하량 (FET 데이터 시트에서 5V에서 10 nC)
동일한 E_gate 에너지가 전원을 켜는 동안과 꺼질 때 다시 소실됩니다.
E_gate 에너지 중 일부는 트랜지스터에서 소멸되고 일부는 FET 드라이버 칩에서 소실됩니다. 저는 일반적으로 해당 에너지의 모두 를 가정하는 비관적 분석을 사용합니다. 트랜지스터에서 소산되고 해당 에너지 모든 도 FET 드라이버에서 소산됩니다.
스위치가 충분히 빠르게 꺼지면 꺼지는 동안 소산되는 에너지는 일반적으로 다음과 같습니다. 전원을 켤 때 소모되는 에너지에 비해 중요하지 않습니다. 최악의 경우 (고유 도성 부하의 경우) 경계를 설정할 수 있습니다.
- E_turn_off = IVt (최악의 경우)
여기서
- I는 꺼짐 직전 스위치를 통과하는 전류,
- V는 꺼짐 직후 스위치 양단의 전압,
- t는 스위칭 시간입니다. 온에서 오프로.
그런 다음 fet에서 소모되는 전력은
- P = P_switching + P_on
여기서
- P_switching = (E_turn_on + E_turn_off + 2 E_gate) * 스위칭 빈도
- switching_frequency는 스위치를 순환하는 초당 횟수입니다.
- P_on = IRd = the 스위치가 켜져있을 때 소비되는 전력
- I는 스위치가 켜져있을 때의 평균 전류이고
- R은 FET의 온 상태 저항이며
- d는 스위치가 켜져있는 시간의 일부입니다 (최악의 경우 d = 0.999 사용).
많은 H 브리지는 일반적으로 원하지 않는 바디 다이오드를 다음과 같이 활용합니다. 유도 성 플라이 백 전류를 포착하기위한 플라이 백 다이오드. 그렇게한다면 (외부 쇼트 키 캐치 다이오드를 사용하는 대신) 해당 다이오드에서 소모되는 전력도 추가해야합니다.