Jag använder en MOSFET-drivrutin TC4427A ), som kan ladda en 1nF-grindkapacitans på cirka 30 ns.
dubbla N-ch MOSFET jag använder (Si4946EY) har en portladdning på 30nC (max) per fet. Jag överväger bara en för nu eftersom båda på formen är identiska. Jag kör grinden till 5V. (Det är en logisk nivå fet.)
Betyder det att jag kan använda Q = CV för att räkna ut kapacitansen? C = 30nC / 5V = 6nF. Så min chaufför kan slå på grinden helt på cirka 180 ns.
Är min logik korrekt?
MOSFETs grindmotstånd anges max. av 3,6 ohm. Kommer detta att påverka beräkningarna ovan? Föraren har ett motstånd på 9 ohm.
Finns det någon signifikant skillnad för när grinden är urladdad istället för laddad? (stänga av fostret.)
Som en sidofråga är fostret inte helt på under 180-talet. Så Rds (inte riktigt ON) är ganska högt. Hur kan jag beräkna hur mycket strömavbrott som kommer att inträffa under den här tiden?
Kommentarer
- Det ser ut som att byttiden kommer att begränsas av fördröjningen och omkopplingstid för drivrutinen. Det är liten skillnad mellan på och av, drivstegets utgångssteg är en totempoledrivare. Du kan påskynda avstängningstiden med en diod. 30-40 ns är mycket kort tid 🙂 Om du är orolig för strömavbrottet måste du ta reda på hur ofta du ska byta.
- @morten: OP: n talar om att köra en FET – Jag trodde att diodens snabbare sak bara gäller för att köra en BJT? = ”6572244638”>
förarens motstånd, urladdnings- / laddningssymmetri och Rds (inte helt PÅ)
Svar
Som endolith säger måste du titta på villkoren för parametrar. 30nC är ett maximalt värde för \ $ V_ {GS} \ $ = 10V. Diagrammet på sidan 3 i databladet säger vanligtvis 10nC @ 5V, sedan C = \ $ \ frac {10nC} {5V} \ $ = 2nF. Ett annat diagram också på sidan 3 ger ett värde på 1nF för \ $ C_ {ISS} \ $. Avvikelsen beror på att kapacitansen inte är konstant (det är därför de ger ett laddningsvärde).
Portmotståndet kommer verkligen att påverka. Portens tidskonstant kommer att vara (9 \ $ \ Omega \ $ + 3.6 \ $ \ Omega \ $) \ $ \ times \ $ 2nF = 25ns, istället för 9 \ $ \ Omega \ times \ $ 2nF = 18ns.
I teorin kommer det att finnas en liten skillnad mellan att slå på och av, för när du stänger av börjar du från en högre temperatur. Men om tiden mellan på och av är liten (mycket marginal här, vi pratar ungefär tiotals sekunder) är temperaturen konstant och karakteristiken kommer att vara mer eller mindre symmetrisk.
Om din sidofråga. Detta ges vanligtvis inte i datablad, eftersom strömmen beror på \ $ V_ { GS} \ $, \ $ V_ {DS} \ $ och temperatur, och fyrdimensionella grafer fungerar inte bra i två dimensioner. Den enda lösningen är att mäta det. Ett sätt är att spela in \ $ I_D \ $ och \ $ V_ {DS} \ $ grafer mellan av och på och, multiplicera båda och integrera. Denna övergång kommer normalt att ske snabbt, så du kan förmodligen bara mäta över några få punkter, men det borde ge dig en bra approximation. Att göra övergången långsammare ger fler poäng, men temperaturen kommer att vara annorlunda och följaktligen blir resultatet mindre exakt.
Svar
Hänvisar till denna Fairchild-appanteckning om MOSFET-växling , denna Infineon-anteckning på meriter , denna IR-not och min egen erfarenhet:
\ $ Q_g \ $ kvantifierar den totala portavgiften, som består av några klumpiga element:
- \ $ Q_ {gs} \ $ (gate-to -källa)
- \ $ Q_ {gd} \ $ (gate-to-drain)
När det gäller att beräkna hur mycket kraft som släpps ut, slå på MOSFET, Du kan använda förhållandet Q = CV för att räkna ut den effektiva grindkapacitansen. Tillverkaren publicerar ofta också denna siffra som \ $ C_ {iss} \ $.
IR-noten sammanfattar kopplingsförlusten ganska snyggt. Under \ $ Q_ {gs} \ $ -intervallet börjar MOSFET genomföra (\ $ I_D \ $ ramper upp och \ $ V_ {DS} \ $ förblir hög). Under \ $ Q_ {gd} \ $ -intervallet blir MOSFET mättat (\ $ V_ {DS} \ $ faller). Det bästa sättet att se förlusten är, som tidigare föreslagits, att mäta \ $ V_ {DS} \ $ och \ $ I_D \ $. Den här EETimes-artikeln beskriver hur man matematiskt beräknar omkopplingsförlusten för en rad olika förhållanden, vilket jag inte kommer att utarbeta här.
MOSFET grindmotstånd läggs till oavsett vilket yttre motstånd du har för att bestämma laddningsströmmen. I ditt fall, eftersom du bara laddar till 5V, kommer du inte att maximera din förares nuvarande kapacitet.
Urladdning av grinden är relativt identisk med laddning, i den mån trösklarna förblir desamma. Om påslaget är 4V, och du laddar till 5V, kan du föreställa dig att det kommer att finnas lite liten asymmetri i starttiden jämfört med avstängningstiden eftersom du bara laddar ur 1V för att få avstängning kontra 4V för att slå på.
Enligt den tidigare kommentaren är det ganska vanligt att se nätverk av motstånd och dioder i MOSFET-drivkretsar för att skräddarsy laddningsströmmarna för påslagning och avstängning.
Svar
Specifikationen i databladet säger V GS = 10 V, så nej. Det skulle vara C = 30 nC / 10 V = 3 nF. Men detta är ett absolut maximum.
I stället för ett enda kapacitansvärde specificerar de kapacitansen som ett diagram på sidan 3. Betydelsen av c iss c rss och c oss ges i detta dokument figur 5. Jag tror att du bryr dig mest om c iss , vilket är ungefär 900 pF enligt diagrammet.
Kommentarer
- – 1 med Ciss, Crss, Coss för att bestämma gate capa för att på så sätt bestämma kopplingsförlusterna är felaktig. Ciss, Crss, Coss är den lilla signalinmatnings- / utgångskapacitansen
- @Naib: Hur är den stora signalkapacitansen annorlunda och var skulle du hitta en specifikation av den?
- Tja Ciss, Crss, Coss görs med Vgs = 0V vid cirka 1MHz … Qgate och därmed får Cgate aldrig beräknas från IGBT- eller MOSFET-ingångskapacitansvärdena, dessa är bara första ordningen ungefär gatecharge-kurvan runt ursprunget. Grindladdningskurvan för växlingsanordningar är mycket olinjär (fig5) Den plana perioden är kvarnplattan och framstår som en inf kondensator. Den första linjära delen av laddningskurvan är att ladda Gate-källan, den plana perioden motverkar kvarnkondensatorn (Gate-drain).
- @JonRB vad skulle du då använda för att få en uppskattning av ingångskapacitansen? Det verkar som om Ciss bara skulle vara en giltig uppskattning för Vgs från 0 till strax innan man träffar platåspänningen. Och varför får vi Ciss om vi istället kan använda portavgiften för att få en mycket närmare approximation?
Svar
strömavbrott under på- och avstängning
Du kanske tror att transistorn blir varmare under dessa övergångar har något att göra med transistorns interna spänningar och strömmar och kapaciteter.
I praktiken så länge du slår på eller av en strömbrytare tillräckligt snabbt är de interna detaljerna i omkopplaren irrelevant. Om du drar omkopplaren helt ur kretsen har de andra grejerna i kretsen oundvikligen en viss parasitisk kapacitans C mellan de två noder som omkopplaren slår på och av. När du sätter in en omkopplare av något slag i den kretsen, med avstängningen, laddas den kapacitansen upp till viss spänning V och lagrar CV ^ 2/2 watt energi.
Oavsett vilken typ av strömbrytare den har är, när du slår på strömbrytaren försvinner all CV ^ 2/2 watt energi i den omkopplaren. (Om det växlar riktigt långsamt, försvinner kanske ännu mer energi i den omkopplaren).
För att beräkna den energi som försvinner i din mosfet-omkopplare, hitta den totala externa kapacitansen C den är kopplad till (förmodligen mest parasit ) och spänningen V som omkopplarens poler laddar upp till strax innan strömbrytaren slås på. Energin som släpps ut i någon form av omkopplare är
- E_turn_on = CV / 2
vid varje påslagning.
Energin försvinner i motstånden som driver grinden din FET är
- E_gate = Q_g V
där
- V = grinden spänningssvängning (från din beskrivning är det 5 V)
- Q_g = mängden laddning du trycker genom grindstiftet för att slå på eller av transistorn (från FET-databladet handlar det om 10 nC vid 5 V)
Samma E_gate-energi släpps ut vid påslagning och igen under avstängning.
En del av den E_gate-energin försvinner i transistorn, och en del av den försvinner i FET-drivrutinen – jag brukar använda en pessimistisk analys som antar allt av den energin försvinner i transistorn, och även all den energin försvinner i FET-drivrutinen.
Om din strömbrytare stängs av tillräckligt snabbt, försvinner vanligtvis energin under avstängningen obetydlig jämfört med energi som släpps ut vid påslagning. Du kan placera ett värsta fall (för mycket induktiva belastningar) av
- E_turn_off = IVt (värsta fall)
där
- Jag är strömmen genom omkopplaren strax före avstängning,
- V är spänningen över omkopplaren strax efter avstängningen, och
- t är omkopplingstiden från på till av.
Då försvinner kraften i fostret
- P = P_switching + P_on
där
- P_switching = (E_turn_on + E_turn_off + 2 E_gate) * switch_frequency
- switch_frequency är det antal gånger per sekund som du cyklar omkopplaren
- P_on = IRd = strömmen försvinner medan strömbrytaren är på
- Jag är medelströmmen när strömställaren är på,
- R är FET: s on-state-motstånd och
> d är den bråkdel av tiden som strömbrytaren är på (använd d = 0,999 för värsta uppskattningar).
Många H-broar utnyttjar (vanligtvis oönskade) kroppsdioder som en flyback-diod för att fånga den induktiva flyback-strömmen. Om du gör det (snarare än att använda externa Schottky-fångdioder) måste du också lägga till den ström som försvinner i den dioden.